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[开关电源] 反激电源mos发热保护

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楼主
输入220vac。用的是viper22a,输出10w,匝比20:1,其他都正常,就是满载会热保护了,ic自身热保护,不知道是什么原因?

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伟林电源 2019-9-20 23:46 回复TA
是不是LP太小了? 
沙发
 楼主 | 2019-9-20 19:58 | 只看该作者
板凳
| 2019-9-20 21:08 | 只看该作者
用示波器看看漏极波形。。。

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thepower 2019-9-20 23:35 回复TA
D极波形很正常啊,占空比有点小,可是初级电流很小,平均电流才一百多ma而已,怎么发热这么大。 
地板
| 2019-9-20 21:08 | 只看该作者
这个IC有散热需求的,不知道你怎么做的。

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thepower 2019-9-20 23:34 回复TA
散热是通过铜箔来散热的,裸露的,应该没有问题,计算得出ic的温升应该在四十多度而已,可是实测却又八十多度, 
5
 楼主 | 2019-9-20 23:36 | 只看该作者

评论

伟林电源 2019-9-20 23:48 回复TA
软件上的只是参考值,这个要根据你的实际设计来确定是否能符合要求,散热条件很关键。 
6
| 2019-9-20 23:55 | 只看该作者
既然你这么有把握,那没我们什么事了。。。

评论

thepower 2019-9-21 14:16 回复TA
初级电感量真的会影响到mos的发热吗? 
thepower 2019-9-21 13:43 回复TA
不是这个意思,我就是想说,理论计算的值怎么跟实际偏差那么多,mos的损耗主要是导通损耗和开关损耗,我不知道问题出在哪里呢?之前有做过同类的电源,方案也是一样,可是没什么问题,很奇怪。 
7
 楼主 | 2019-9-21 13:44 | 只看该作者
初级电感量是1.6mH,这个会影响到mos的发热吗?
8
 楼主 | 2019-9-21 13:46 | 只看该作者
初级匝数80t,次级匝数4t,三明治绕法。
9
 楼主 | 2019-9-21 13:59 | 只看该作者
初级开关波形(mos漏极)

输入230vac,输出10w满载,(此电源本来是设计全电压输入的,所以高端输入占空比有点小)
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| 2019-9-21 14:38 | 只看该作者
thepower 发表于 2019-9-21 13:59
初级开关波形(mos漏极)

输入230vac,输出10w满载,(此电源本来是设计全电压输入的,所以高端输入占空比 ...

占空比小是一回事情,你这个输入AC230 直流峰值应该是230*1.4=322。
看波形400V都不到,扣除尖峰,反射电压应该为380-320=60V。
反射电压低,出功率就差,变压器参数调整一下吧,至少设计到90V吧。
10W的,1.6mH大了,大概1.0-1.1比较合适。
看你反馈,输出电压为4V吧,10W输出,电流至少2.5A,电压比较低,而电流不小,需要注意的是,输出C11,采用一般的电解电容,会很热,估计不久就会爆浆。这档电流,最好采用固态,纯粹成本限制,则至少多个比如1000uF/10V的并联。其实,一个820uF/6.8V固态,要远好过2700uF的普通电解。

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tianxj01 2019-9-22 08:32 回复TA
@thepower :好吧,按照你自己算的去做吧,我们都算错了。 
thepower 2019-9-21 21:12 回复TA
@tianxj01 :按照你这样的计算公式,DCM模式下得出的电感量也是1.6mH,ccm模式下至少要3mH。 
tianxj01 2019-9-21 18:58 回复TA
@thepower :反射电压和初级电感量没有任何关系,不知道你用的是什么公式。 电感量是按照最小干线电压,最大占空比,峰值电流计算出来的。这路设计到干线电压100V(大概85VAC时候的谷底)反射电压90V,芯片峰值电流0.7A。60KHz 该时刻占空比=90/(100+90)=47%,导通时间7.9uS。则电感量=1.12mH。 
thepower 2019-9-21 18:22 回复TA
实际上匝比就是按照折射电压90v计算的,因为考虑到要兼容280-300v的高压输入,所以折射电压没有取值太高,再就是初级电感量计算出来的数值至少要3mH,而不是你说的1mH,这其中的计算是哪里出了问题呢? 
11
| 2019-9-21 14:47 | 只看该作者
thepower 发表于 2019-9-21 13:59
初级开关波形(mos漏极)

输入230vac,输出10w满载,(此电源本来是设计全电压输入的,所以高端输入占空比 ...

补充一下,没看见你变压器线径参数,输出2.5A,至少需要0.45线2根并绕,原边线径过小,内阻升高,也是造成输出效率降低的主要原因。

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thepower 2019-9-21 18:14 回复TA
次级输出是0.55三根并饶,这个应该没问题。 
12
| 2019-9-21 15:07 | 只看该作者
占空比太小,就意味着同样输入平均电流的情况下电流的RMS值偏大,那么MOS上的热损耗也偏大。
反射电压偏低的话,原边对副边的馈能能力差,整体效率也偏低。
如果整体效率偏低,就意味着要输入更多的能量,MOS的负担自然也重。

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thepower 2019-9-21 18:19 回复TA
是的,占空比小,Ipk就会相对高些,可是在viper的手册里面提到的温升范围是可以接受的,官方的计算软件得出的值只有四十度而已,实际测试确是超过了85度过热保护了。 
13
| 2019-9-21 16:39 | 只看该作者
乞力马扎罗的雪 发表于 2019-9-21 15:07
占空比太小,就意味着同样输入平均电流的情况下电流的RMS值偏大,那么MOS上的热损耗也偏大。
反射电压偏低 ...

看波形,主开关导通末段,明显起翘,应该是变压器设计问题,进非线性了。
不知道用的什么磁芯,一般这档功率,了不起EE19,1.6mH,才80匝,磁感应强度太高了。
至少120匝左右,开气隙到1.1mH,变压器就正常了。
再调整反射电压,当然同时占空比也会变动,芯片应该不会过载了。
这路芯片做个输出15W以内,dip的,都不应该热保护。

评论

thepower 2019-9-21 20:10 回复TA
@tianxj01 :DCM状态计算跟电感量无关,那么照你这么说法,岂不是电感量可以随意取值? 
thepower 2019-9-21 19:37 回复TA
@tianxj01 :重新设计后参数如下:LP=3mH,初级匝数:160t,次级匝数:8t,匝比20:1,此处折射电源取值90v,按照你的公式计算B=238mT,你觉得这个计算还有问题吗? 
tianxj01 2019-9-21 18:38 回复TA
@thepower :EE16 你只是80匝,芯片不保护才怪。工作在DCM,计算可以和电感量无关,芯片是工作在峰值电流状态,这里内部设计的为700mA。你算算磁芯的磁感应强度,早开始进入饱和了。 B=Vin*Ton/N/Ae N=80 Ae=19.3mm2 Vin=320 Ton=2.3uS 结果=476mT。 这路磁芯就没见过可以工作到这个磁感应强度的。 
thepower 2019-9-21 18:30 回复TA
@tianxj01 :如果提高折射电压值的话,初级感量还要增加,你是如何确定1.0-1.1mH这个值的呢? 
thepower 2019-9-21 18:27 回复TA
@tianxj01 :变压器采用的是ee16,体积限制,工作频率是60k,DIP封装,规格书标称是可以满载15w工作,输出是SB540+1000uf固态。 
tianxj01 2019-9-21 18:16 回复TA
@thepower :我有用EE22,做的4.2V单锂电充电,足3A的电流,加上采样的0.3V压降,输出实际上4.5V,芯片用的是DK1203,这颗料,和你用的viper22a 如果是DIP,功率还低一点,实际工作,满负载,芯片基本上稍有温升。输出采用的是SS54+1000uf的固态.整流管比较热,变压器中等温度。这个满功率是4.5*3=13.5W。供参考.......... 
thepower 2019-9-21 18:10 回复TA
而且计算出来的初级电感量是3mH左右,初级匝改成160t,匝比不变,还是20:1、请问你的1.1mH是怎么得出的? 
thepower 2019-9-21 18:08 回复TA
匝比20:1,反射电压就是90v左右,这个可以计算出来的。 
14
 楼主 | 2019-9-21 20:27 | 只看该作者
请问,正常的磁感应强度应该取值在什么范围比较好呢?

评论

伟林电源 2019-9-22 00:58 回复TA
通常锰锌铁氧体的磁感应强度在300-500mT之间,一般在选用的时候考虑到实际应用的降额及差异性,可能选值在200=300之间比较合适。 
15
| 2019-9-22 10:09 | 只看该作者
磁心有点小了,你可能需要放弃“功率10W”和“全电压”当中的一个。
16
| 2019-9-22 10:20 | 只看该作者
磁心用小了对于这种频率固定的IC,功率就无法做上去了。
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